Защита транзистора по напряжению

Защита от переполюсовки зарядного устройства

Современные мощные переключательные транзисторы имеют очень маленькие сопротивления сток-исток в открытом состоянии, это обеспечивает малое падение напряжения при прохождении через эту структуру больших токов. Это обстоятельство позволяет использовать такие транзисторы в электронных предохранителях.

Например, транзистор IRL2505 имеет сопротивление сток-исток, при напряжении исток-затвор 10В, всего 0,008 Ом. При токе 10А на кристалле такого транзистора будет выделяться мощность P=I² •R; P = 10 • 10 • 0,008 = 0,8Вт. Это говорит о том, что при данном токе транзистор можно устанавливать без применения радиатора. Хотя я всегда стараюсь ставить хотя бы небольшие теплоотводы. Это во многих случаях позволяет защитить транзистор от теплового пробоя при внештатных ситуациях. Этот транзистор применен в схеме защиты описанной в статье «Защита для зарядных устройств автоаккумуляторов». При необходимости можно применить радиоэлементы для поверхностного монтажа и сделать устройство виде небольшого модуля. Схема устройства представлена на рисунке 1. Она рассчитывалась на ток до 4А.

IRF4905 Datasheet PDF

В принципе этой величиной ограничивается и минимальное напряжение питания данной схемы. При токе стока, равном 10А, на нем будет выделяться мощность 2 Вт, что повлечет за собой необходимость установки небольшого теплоотвода. Максимальное напряжение затвор-исток у этого транзистора равно 20В, поэтому для предотвращения пробоя структуры затвор-исток, в схему введен стабилитрон VD1, в качестве которого можно применить любой стабилитрон с напряжение стабилизации 12 вольт. Если напряжение на входе схемы будет менее 20В, то стабилитрон из схемы можно удалить. В случае установки стабилитрона, возможно, потребуется коррекция величины резистора R8. R8 = (Uпит — Uст)/Iст; Где Uпит – напряжение на входе схемы, Uст – напряжение стабилизации стабилитрона, Iст – ток стабилитрона. Например, Uпит = 35В, Uст = 12В, Iст = 0,005А. R8 = (35-12)/0,005 = 4600 Ом.

Работа МДП-транзистора (MOSFET) с индуцированным каналом N-типа.

Подключим напряжение любой полярности между стоком и истоком. В этом случае электрический ток не пойдет, поскольку между зонами N+ находиться область P, не пропускающая электроны. Далее, если подать на затвор положительное напряжение относительно истока Uзи, возникнет электрическое поле. Оно будет выталкивать положительные ионы (дырки) из зоны P в сторону подложки. В результате под затвором концентрация дырок начнет уменьшаться, и их место займут электроны, притягиваемые положительным напряжением на затворе.

Читайте также: Сторонние силы. Электродвижущая сила. Электрическая цепь. Законы Ома и Джоуля – Ленца. Однородный и неоднородный участок цепи. Разность потенциалов и падение напряжения

Когда Uзи достигнет своего порогового значения, концентрация электронов в области затвора превысит концентрацию дырок. Между стоком и истоком сформируется тонкий канал с электропроводностью N-типа, по которому пойдет ток Iси. Чем выше напряжение на затворе транзистора Uзи, тем шире канал и, следовательно, больше сила тока. Такой режим работы полевого транзистора называется режимом обогащения.

Принцип работы МДП-транзистора с каналом P–типа такой же, только на затвор нужно подавать отрицательное напряжение относительно истока.

LM358 Datasheet PDF

Коэффициент усиления этого усилителя равен (R3 + R4)/R1 = 100. Таким образом, с датчиком тока, имеющим сопротивление 0,01 Ом, коэффициент преобразования данного преобразователя ток – напряжения равен единице, т.е. одному амперу тока нагрузки равно напряжение величиной 1В на выходе 7 DA1.1. Корректировать Кус можно резистором R3. При указанных номиналах резисторов R5 и R6, максимальный ток защиты можно установить в пределах… . Сейчас посчитаем. R5 + R6 = 1 + 10 = 11кОм. Найдем ток, протекающий через этот делитель: I = U/R = 5А/11000Ом = 0,00045А. Отсюда, максимальное напряжение, которое можно выставить на выводе 2 DA1, будет равно U = I x R = 0,00045А x 10000Ом = 4,5 B. Таким образом, максимальный ток защиты будет равен примерно 4,5А.

Преимущества и недостатки полевых транзисторов перед биполярными.

Полевые транзисторы практически вытеснили биполярные в ряде применений. Самое широкое распространение они получили в интегральных схемах в качестве ключей (электронных переключателей)

Главные преимущества полевых транзисторов

• Благодаря очень высокому входному сопротивлению, цепь полевых транзисторов расходует крайне мало энергии, так как практически не потребляет входного тока.
• Усиление по току у полевых транзисторов намного выше, чем у биполярных.
• Значительно выше помехоустойчивость и надежность работы, поскольку из-за отсутствия тока через затвор транзистора, управляющая цепь со стороны затвора изолирована от выходной цепи со стороны стока и истока.
• У полевых транзисторов на порядок выше скорость перехода между состояниями проводимости и непроводимости тока. Поэтому они могут работать на более высоких частотах, чем биполярные.

Главные недостатки полевых транзисторов

• У полевых транзисторов большее падение напряжения из-за высокого сопротивления между стоком и истоком, когда прибор находится в открытом состоянии.
• Структура полевых транзисторов начинает разрушаться при меньшей температуре (150С), чем структура биполярных транзисторов (200С).
• Несмотря на то, что полевые транзисторы потребляют намного меньше энергии, по сравнению с биполярными транзисторами, при работе на высоких частотах ситуация кардинально меняется. На частотах выше, примерно, чем 1.5 GHz, потребление энергии у МОП-транзисторов начинает возрастать по экспоненте. Поэтому скорость процессоров перестала так стремительно расти, и их производители перешли на стратегию «многоядерности».
• При изготовлении мощных МОП-транзисторов, в их структуре возникает «паразитный» биполярный транзистор. Для того, чтобы нейтрализовать его влияние, подложку закорачивают с истоком. Это эквивалентно закорачиванию базы и эмиттера паразитного транзистора. В результате напряжение между базой и эмиттером биполярного транзистора никогда на достигнет необходимого, чтобы он открылся (около 0.6В необходимо, чтобы PN-переход внутри прибора начал проводить). Однако, при быстром скачке напряжения между стоком и истоком полевого транзистора, паразитный транзистор может случайно открыться, в результате чего, вся схема может выйти из строя.
• Важнейшим недостатком полевых транзисторов является их чувствительность к статическому электричеству. Поскольку изоляционный слой диэлектрика на затворе чрезвычайно тонкий, иногда даже относительно невысокого напряжения бывает достаточно, чтоб его разрушить. А разряды статического электричества, присутствующего практически в каждой среде, могут достигать несколько тысяч вольт. Поэтому внешние корпуса полевых транзисторов стараются создавать таким образом, чтоб минимизировать возможность возникновения нежелательного напряжения между электродами прибора. Одним из таких методов является закорачивание истока с подложкой и их заземление. Также в некоторых моделях используют специально встроенный диод между стоком и истоком. При работе с интегральными схемами (чипами), состоящими преимущественно из полевых транзисторов, желательно использовать заземленные антистатические браслеты. При транспортировке интегральных схем используют вакуумные антистатические упаковки

Работа схемы

Работает схема следующим образом. Например, при токе нагрузки в 3А, на датчике тока выделится напряжение 0,01 х 3 = 0,03В. На выходе усилителя DA1.1 будет напряжение, равное 0,03В х 100 = 3В. Если в данном случае на входе 2 DA1.2 присутствует опорное напряжение выставленное резистором R6, меньше трех вольт, то на выходе компаратора 1 появится напряжение близкое к напряжению питания ОУ, т.е. пять вольт. В результате засветятся светодиод оптрона. Откроется тиристор оптрона и зашунтирует затвор полевого транзистора с его истоком. Транзистор закроется и отключит нагрузку. Вернуть схему в исходное состояние можно кнопкой SB1 или выключением и повторным включением БП.

Недостатком схемы является однополярное питание операционного усилителя, в связи с этим при малых значениях падения напряжения на датчике тока, возникает большая нелинейность коэффициента усиления ОУ DA1.1.

Скачать статью

Методы защиты транзисторов от пробоя.

Методы защиты транзисторов от пробоя.

Область безопасной работы транзистораопределяет границы интервала надежной работы транзистора без захода в область одного из видов пробоя. Применение транзисторов в цифровых и импульсных устройствах копиров связано с возмож­ностью их использования в качестве основы для построения различных схем управления исполнительными узлами и механизмами.

Границы областей безопасной работы (ОБР) транзистора зависят от температуры его корпуса. С увеличением температуры корпуса транзистора границы ОБР, обусловленные тепловым пробоем, перемещаются влево (рис. 1). Границы ОБР, обуслов­ленные лавинным или вторичным пробоем, практически от температуры не за­висят.

. Обычно область безопасной работы (ОБР) строится в ко­ординатах IК (UКЭ). Различают статическую и импульсную ОБР. Статическая ОБР (рис. 2, а) ограничивается участками: то­кового пробоя (1), теплового пробоя (2), вторичного пробоя (3) и лавинного про­боя (4). При построении ОБР в логарифмическом масштабе все ее участки имеют вид прямых линий.

Читайте также: Ватт — что это за единица вычисления и ее обозначение

Рис. 1. Температурная зависимость тока стока полевого транзистора с p/n-переходом

Импульсная ОБР определяется максимальным импульсным током коллектора IК.И.МАКС и максимальным импульсным напряжением пробоя UКЭ. И.МАКС . При малых длительностях импульсов на ней могут отсутствовать участки, обусловленные тепловым пробоем. При длительности импульса менее 1 мкс импульсная ОБР име­ет только две границы IК.И.МАКС и UКЭ. И.МАКС . При увеличении длительности импульса появляются участки, ограничивающие ОБР за счет развития вторичного пробоя (3) и теплового пробоя (2).

Рис. 2. Области безопасной работы биполярного транзистора в статистическом режиме (а) и импульсном режиме (б) при различных длительностях импульсов тока коллектора.

При использовании транзистора необходимо обеспечить нахождение его рабочей точки внутри ОБРбез выхода за ее пределы. Даже кратковременный выход рабочей точки за пределы соответствующей ОБР влечет за собой попадание транзистора в область пробоя. С целью защиты тран­зистора от возможного пробоя обычно формируют траекторию его переключения при работе в ключевом режиме. Для этого к транзистору подключают дополни­тельные цепи, содержащие резисторы, емкости, диоды и стабилитроны. Парамет­ры этих цепей или рассчитывают, или находят экспериментальным путем. Неко­торые из таких схем приведены на рис. 3.

Простейшая цепь, используемая при индуктивной нагрузке транзистора, состоит из последовательно соединенных элементов Rи С, как показано на рис. 3 а. Эта цепь работает следующим образом. При запирании транзистора с индуктивной нагрузкой ток в индуктивности, не меняя своего значения и направ­ления, поступает в RC-цепь и заряжает конденсатор С. При этом часть энергии, запасенной в индуктивности, будет израсходована в резисторе R. Благодаря этому исключается импульс большой амплитуды на коллекторе транзистора, который вывел бы рабочую точку за пределы ОБР.

Элементы такой цепи рассчитываются по формулам:

C³2LНEК 2/UМRН , R = UМRН /Ö2EК

где UМ — разность между напряжением источника питания ЕКи максимально допу­стимым напряжением коллектор-эмиттер, определяемым по соответствующей ОБР. Вместо RC-цепи можно использовать диодно-резистивную цепь, представлен­ную на рис. 3 б. В этой схеме при запирании транзистора отпирается диод D, и через него проходит ток индуктивной нагрузки. Для снижения амплитуды им­пульса тока в диоде последовательно с ним иногда включается сопротивление R. Перепад напряжения на транзисторе равен прямому падению напряжения на дио­де, т. е. практически отсутствует.

Рис. 3. Защита транзистора от лавинного пробоя при помощи LС-цепи (а), шунтирующего диода (б) и стабилитрона (в)

Для ограничения выброса напряжения на коллекторе транзистора при его запирании можно использовать ограничитель на стабилитроне D, как показано на рис. 3, в. Все рассмотренные цепи ограничивают предельное напряжение на транзисторе и тем самым предохраняют транзистор от попадания в режим лавин­ного пробоя.

Для защиты транзистора от перегрева и связанного с этим теплового пробоя применяют охладители, к которым крепится корпус транзистора. Применение охладителей позволяет уменьшить перегрев транзистора.

Наиболее сложной проблемой является за­щита транзисторов от вторичного пробоя. При развитии вторичного пробоя транзистор теряет управление по базе, и даже подавая на базу об­ратное смещение, запереть его нельзя. Един­ственным способом защиты транзистора в этом случае является распознавание развития вто­ричного пробоя во время задержки и шунтиро­вание выводов коллектор-эмиттер транзистора с помощью быстродействующего тиристора.

Упрощенная схема защиты транзистора от вторичного пробоя приведена на рис. 4. Схема содержит устройство управления тиристором Dзащиты, который шунтирует транзистор Т при появлении в его базе колебаний, предшествую­щих развитию вторичного пробоя.

Рис. 18. Защита транзистора от вторичного пробоя.

Защита силового транзистора.
Часть 1. Перенапряжение

Первая часть статьи посвящена проблемам защиты транзисторов с полевым управлением в аварийных ситуациях, вызванных перенапряжением. Вопрос рассматривается с практической точки зрения.

На сегодня технология транзисторов с полевым управлением, как MOSFET, так и IGBT, достигла удивительных высот; уже никого не удивляет одиночный ключ на биполярном транзисторе с изолированным затвором, способный коммутировать несколько мегаватт мощности. Но, несмотря на это, IGBT и MOSFET все еще остаются довольно «хрупкими» в плане устойчивости к аварийным ситуациям, которые могут возникнуть в процессе их работы. Безусловно, с 80-х гг. прошло много времени, IGBT уже не так боятся КЗ и dI/dt, но, тем не менее, отсутствие каких-либо мер защиты силового ключа может привести к серьезным последствиям в случае возникновения нештатного режима работы. Именно поэтому защита силового транзистора является далеко не второстепенной задачей в процессе создания как преобразователей в целом, так и драйверов управления транзисторами.

Безусловно, защите транзисторов с полевым управлением посвящено немало работ, но в подавляющем большинстве случаев авторы грешат излишним «теоретизированием», предлагая расчет траектории выключения в режиме КЗ, снабберных цепей, статических и динамических потерь… Все это хорошо, но зачастую у разработчика просто нет времени, чтобы помимо самого преобразователя (а это не только схема, но и испытания, сборка, технология, документация и т. д.) рассчитывать еще и защиту силового ключа. Как правило, в такой ситуации просто ставят драйвер, например от небезызвестного CT Concept, и уповают на то, что в крайнем случае уж он-то защитит; ведь, в конце концов, не такая уж это и сложная задача — защита. А такой подход очень часто ведет к убыткам и, главное, вынуждает разбираться с проблемой, что очень неприятно, когда вся документация уже готова и во всех инстанциях подписана, а на исследование причины отказа выдана только кучка обгоревшей пластмассы. Понятно, что проще подготовиться еще в процессе проектирования, благо, это не так уж и сложно.

Вследствие чего транзистор вообще может выйти из строя? Не считая механических повреждений, причиной может стать либо пробой напряжением, либо перегрев (в том числе и из-за перегрузки по току). При этом пробой напряжением делится на пробой перехода «затвор–эмиттер» и «коллектор–эмиттер». Именно об этих причинах пойдет речь в первой части статьи. Во второй же части будет рассмотрен перегрев. В результате мы планируем выявить все виды возможных причин отказов транзисторов с полевым управлением и предложить способы борьбы с данными аварийными ситуациями.

Пробой перехода «затвор–эмиттер»

Перенапряжение перехода «затвор–эмиттер» может быть вызвано несколькими причинами: неисправность драйвера, наводки на линии связи драйвера с транзистором, попадание напряжения на затвор через емкость Миллера. Последнее, к слову сказать, очень трудно диагностируемая причина выхода из строя. Несмотря на то, что современные транзисторы обладают достаточно малой емкостью Миллера, которая не способна привести к выходу из строя затвора, среди транзисторов все еще встречаются «атавизмы», для которых пробой затвора через емкость «коллектор–затвор» не редкость. Особенно этим страдают транзисторы специального назначения; бывали случаи, когда MOSFET на 200 В уже при бросках напряжения «сток–исток» амплитудой всего лишь 70–80 В, правда с довольно существенной скоростью нарастания тока и напряжения, выходил из строя (нагрузка — двигатель в несколько сот ватт). Решить эту проблему удалось только путем установки стабилитрона непосредственно на затвор; на расстоянии 50 мм (через витую пару) этот стабилитрон практически не играл никакой роли.

Ограничители напряжения

В большинстве случаев бороться с данной причиной проще всего: достаточно между затвором и эмиттером установить ограничитель напряжения (как правило, на 18 В); емкость затвора сама снизит dU/dt до значений, с которыми справится ограничитель, тем более, что у большинства транзисторов затвор выходит из строя при напряжении не менее 35, а то и 45 В, а значит, есть существенный запас для подавления импульса перенапряжения. Единственное обязательное требование — ограничитель должен быть установлен как можно ближе к транзистору; даже если есть связь проводами длиной всего несколько сантиметров, для отдельных транзисторов это расстояние может стать губительным. Что касаемо типа ограничителя и вообще выбора между стабилитроном и ограничителем, то, как показывает практика, разницы здесь практически нет. Для примера скажу, что при сравнении 1,5КЕ18 и 2С218 отличий в амплитуде выбросов на затворе видно не было; разница, конечно, в мощности, но это уже другая история.

Обратные диоды

Еще один не менее эффективный способ — установка обратного диода с затвора на цепь плюсового питания драйвера. Диод, желательно, Шоттки. Такой способ очень эффективен для большой скорости нарастания напряжения на затворе и, в частности, очень широко используется совместно с «активной» защитой от перенапряжения «коллектор–эмиттер», о которой будет сказано далее. Но применение этого схемного решения ограничено: во-первых, транзистор должен быть подключен непосредственно к драйверу, без дополнительных линий связи, а во-вторых, выходная емкость DС/DC-преобразователя драйвера должна составлять не менее 47–100 мкФ, чтобы «проглотить» импульс, а его мощность, по возможности, должна быть хотя бы несколько десятков ватт, иначе (если импульсы будут проходить постоянно, например на каждом выключении) можно перегрузить преобразователь, и тогда не транзистор, а драйвер выйдет из строя. Впрочем, обратный диод — скорее для перестраховки; хватает и одного ограничителя, установленного непосредственно на затворе транзистора.

Пробой перехода «коллектор–эмиттер»

Если «токовые» причины отказа дают время на принятие решения о защите, то перенапряжение такового времени не предоставляет, поскольку для транзистора достаточно всего несколько наносекунд, чтобы выйти из строя, а за такое время ни одна защита подключиться не успеет. Поэтому с перенапряжением следует бороться превентивными мерами. Существует два основных способа борьбы: активный и пассивный. Активный подразумевает такое управление транзистором, при котором минимизируются выбросы напряжения; сюда относится и плавное выключение. Активная защита, как правило, подключается по мере необходимости, а значит, не ведет к увеличению динамических потерь в штатном режиме работы, но уступает своим быстродействием и простотой реализации защите пассивной. Пассивная защита, в отличие от активной, включена всегда, независимо от того, нужна она в данный момент или нет. Данная защита реализуется двумя способами: снижение dU/dt и ограничение. К первому относятся различного рода снабберы, ко второму — ограничители и варисторы. Далее по порядку.

Пассивная защита: снабберы

Снаббер в простейшем случае — просто конденсатор. И, как показывает практика, RC- и RCD-снабберы не обладают какими-либо существенными преимуществами в сравнении с одиночным конденсатором. К конденсатору, в свою очередь, предъявляется ряд требований: он должен быть установлен как можно ближе к силовым выводам коллектора и эмиттера транзисторного модуля; если поставить его «где-то» на шине, эффективность будет значительно меньше. В свое время проводился эксперимент: при конденсаторе, установленном внутри модуля, при напряжении питания 550 В и работе инвертора на нагрузку 5,5 кВт наблюдались выбросы амплитудой до 650 В; когда конденсатор был установлен всего лишь на шины питания (связь «пайка шин–шины модуля–винтовое крепление–силовые шины»), выбросы увеличились почти до 800 В. Разумеется, конденсатор тот же, режимы те же. Кроме того, очень желательно, чтобы конденсатор не прикручивался, а паялся, так как крепление прижимом также значительно снижает эффективность снаббера. Его эффективность падает еще и в том случае, если конденсаторы набраны последовательно (по причине увеличения паразитного активного сопротивления) или параллельно, поскольку три конденсатора по 0,1 мкФ не эквивалентны одному на 0,33 мкФ; оптимальный вариант — установка одиночного конденсатора.

Количество

Если в преобразователе имеется несколько модулей, то количество конденсаторов вовсе не должно быть таким же, что и количество силовых транзисторов. Количество снабберов определяется скорее топологией силовой схемы преобразователя, нежели собственно схемой электрической принципиальной. Самый простой пример — несколько транзисторов, включенных параллельно. Если силовые шины разведены правильно, а именно: шины широкие, шины «+» и «–» идут одна под другой, расстояние между силовыми модулями минимальное, то достаточно одного снаббера (например, 0,1 мкФ), установленного на шинах питания. Если расстояние между модулями относительно велико, а связь между ними осуществляется проводами (особенно если сечение этих проводов недостаточно), то необходима установка снабберов на каждый модуль, причем, при тех же прочих условиях, номинал каждого снаббера должен быть также по 0,1 мкФ. Объясняется это тем, что снаббер, по своей сути, предназначен для «чистки» питания, и если паразитные индуктивности связей отдельных точек питания минимальны, то нет необходимости «чистить» каждую точку отдельно. И наоборот: если индуктивность связей велика, то каждая точка питания должна «чиститься» отдельно. Это же правило относится и к схеме как таковой. Например, как показали эксперименты, нет разницы между одним снаббером, установленным на шинах питания трехфазного инвертора, и такой схемой, где конденсаторы стоят параллельно каждому транзистору. Конечно, разница будет в номиналах, но поскольку удавалось в лучшем случае добиться выбросов в 50 В, нет смысла увеличивать габариты схемы. В общем, лучше сделать упор на топологию, нежели на количество снабберов и увеличение габаритов.

Типы

Что касаемо типа конденсатора, то в подавляющем большинстве случаев достаточно обычных К73-17, а порой и вовсе К10-17. Не имея опыта общения со специализированными импортными конденсаторами, не могу сказать, есть ли «у них» конденсаторы гораздо лучше, однако, сравнивая с отечественными малоиндуктивными и специализированными конденсаторами, для себя убедился, что разницы между ними и К73-17 практически нет. Зато есть отличие между навесными и SMD-конденсаторами. В свое время была предпринята попытка замены навесного конденсатора на SMD того же типа и номинала. В результате, если за многие годы до того не было ни одного отказа навесного конденсатора, то SMD-конденсаторы взорвались в двух аварийных ситуациях из трех и, как следствие, от них пришлось отказаться. Детальные проверки по этому поводу не проводились, поэтому трудно сказать, в чем именно дело: в устойчивости к перенапряжению, в импульсной мощности или еще в чем-либо, но факт налицо.

Параметры

Безусловно, емкость должна рассчитываться согласно индуктивностям, как нагрузочным, так и паразитным, но, как показывает практика, номинал снабберного конденсатора почти всегда остается одним и тем же, по крайней мере, в области управления двигателями различных типов мощностью от сотен ватт до десятков киловатт. Это 0,1–0,4 мкФ (оптимально 0,22 и 0,33 мкФ), независимо от двигателей, режимов, напряжения и т. д. Причем дальнейшее увеличение емкости малоэффективно; изменение номинала с 0,1 мкФ на 0,33 мкФ дает выигрыш в подавлении импульса напряжения до 50%, а увеличение емкости еще на целый порядок (до 3,3 мкФ) в лучшем случае даст 10–20%, а далее подавление и вовсе начнет уменьшаться.

Пассивная защита: ограничители и варисторы

Перейдем ко второй разновидности пассивной защиты: ограничение. Если смысл снаббера заключается в снижении dU/dt и, тем самым, в уменьшении пиковой амплитуды выброса напряжения, то смысл ограничения — в «обрезании» напряжения на установленном уровне. Для этих целей используются либо ограничители напряжения, либо варисторы. Последние не нашли широкого применения для транзисторов ввиду низкого быстродействия, а вот ограничители используются очень широко.

Рекомендации по установке ограничителей аналогичны рекомендациям для снабберов. Их можно набирать последовательно (но не параллельно), причем такой способ удобен не только для подбора требуемого напряжения, но и для увеличения максимальной мощности. Например, четыре ограничителя на 1,5 кВт и 200 В будут в два раза мощнее, нежели два таких же ограничителя на 400 В, хотя их номинальное пробивное напряжение останется тем же. Номинальное пробивное напряжение ограничителя следует выбирать исходя из того правила, что оно должно быть на 30% выше номинального напряжения питания и на 30% ниже предельнодопустимого напряжения «коллектор–эмиттер» транзистора. Отступление от этой точки в ту или иную сторону зависит от того, что критичней: либо перегрев ограничителей (а из этого следует увеличение габаритов), либо риск пробоя силового транзистора.

Радует тот факт, что наконец-то появились малоиндуктивные мощные высоковольтные ограничители специального назначения (производства НЗПП, г. Новосибирск), что значительно упрощает проектирование силовых устройств.

Однако ограничители имеют тот минус, что их быстродействие не идеально; как правило, задержка их срабатывания составляет от одного до нескольких десятков наносекунд. И порой это очень много. Современным транзисторам вполне под силу создать длительность выключения в 20–30 нс, а это означает, что, например, при питании 600 В и ограничителе на 800 В длительность нарастания напряжения от 800 до 1200 В (пробой для транзистора) будет составлять менее 10 нс; ограничитель не успеет открыться, как силовой транзистор уже выйдет из строя. Следовательно, длительность выключения транзистора должна составлять никак не менее 50 нс, а лучше 100 нс. Поэтому если не «подготовить» схему путем снижения dU/dt, то толку от ограничителей не будет. Снизить же dU/dt можно либо тем же самым снаббером, либо путем затягивания выключения управляющего импульса. Тогда и только тогда ограничитель сможет защитить силовой транзистор.

Плавное выключение

Самый простой способ активной борьбы с перенапряжением — плавное выключение транзистора. Рассмотрим сначала плавное выключение, которое присутствует всегда, независимо от того, перешел ли управляющий драйвер в аварийный (вследствие КЗ нагрузки транзистора) режим работы или нет; о режиме КЗ и присущем ему плавном выключении будет сказано во второй части. Как правило, с целью формирования плавного выключения устанавливают затворный выключающий резистор относительно большого номинала. Как следствие, имеет место длительное рассасывание емкости затвора и, тем самым, меньшая скорость выключения. Такая практика увеличения длительности выключения общепринята, однако если драйвер не покупной, а разрабатывается собственными силами, то можно пойти на небольшую хитрость: плавное выключение лучше формировать до оконечного каскада драйвера (если этот каскад собран на биполярных транзисторах) путем установки в базы транзисторов конденсатора, заряжающегося (включение) через диод, а разряжающегося (выключение) через резистор. В смысле длительности фронта от этого ничего не изменится, но зато значительно уменьшится выходное сопротивление драйвера, а значит, увеличится помехоустойчивость и устойчивость dU/dt драйвера в статическом запирающем режиме. Но это к слову.

Длительность фронта независимо от режимов работы и типа транзистора в идеале должна составлять 1–3 мкс; можно, если того очень требует нагрузка, расширить этот диапазон до 0,5–5 мкс. Если и дальше уменьшать длительность выключения, то это уже получается не плавное выключение, а если увеличивать, то особого улучшения тоже практически не будет, только динамические потери возрастут. Разумеется, порой динамические потери или высокая частота переключения не позволяют так затягивать фронты, но тогда, значит, этот способ просто не подходит, и тут уже ничего не поделаешь. Но если потери допустимы, то лучше все-таки перестраховаться и сделать спад хотя бы 1 мкс. При этом длительность спада должна отмеряться относительно 0 В, а не относительно отрицательного напряжения. То есть если транзистор управляется напряжением +15/–10 В, то те самые 1–3 мкс должны пройти при переходе от +15 В до 0 В, а не до –10 В; выключение до –10 В может длиться в два раза дольше. Объясняется такая точка отсчета тем, что транзистор гарантированно закрывается при напряжении 0 В, и то, как дальше будет выглядеть напряжение на его затворе, ему безразлично; это всего лишь «хвост» схемы управления, и не более того. Кстати, раньше для драйверов (например, старые драйверы Mitsubishi) нормировали плавное выключение по уровням 90–50 и 90–10%, сейчас же принято заявлять только последнее значение.

«Активная» защита

«Активная» защита (active clamping) — пожалуй, самое сложное схемное решение для реализации защиты от перенапряжения силового транзистора. В данном случае подразумевается такая схема, при которой «избыточное» напряжение с цепи «коллектор–эмиттер» передается на затвор, в результате чего транзистор приоткрывается и «подсаживает» силовое напряжение. Схемно защита представлена цепью стабилитронов (ограничителей), катодом подключенной к коллектору, а анодом, через токоограничивающий резистор, непосредственно к затвору (для надежности драйвера желательно, чтобы ток защиты шел в оконечный каскад через затворный резистор).

В такой защите есть свои плюсы: она запросто заменяет ограничитель в цепи «коллектор–эмиттер» и, благодаря тому, что она встроена в большинство драйверов plug-n-play, не требует расчетов и дополнительного обвеса. Но есть и минусы. Во-первых, для эффективной реализации данной защиты драйвер должен быть установлен непосредственно на силовой модуль, иначе паразитные индуктивности связей сведут на нет всю эффективность. Во-вторых, быстродействие «активной» защиты сопоставимо с быстродействием ограничителей, а потому приемлемо, но не идеально. В-третьих, применять такую защиту в полумостовой схеме следует с большой осторожностью. Необходимо увеличение «мертвого» времени на переключение, иначе пока один транзистор будет в процессе закрывания (в активном режиме в области отпирания/запирания), второй может открыться по сигналу управления, а значит, возникнут сквозные токи и далее, в зависимости от схемы и топологии. В-четвертых, и это самое важное, такая защита создает определенные трудности для драйвера. Сам принцип работы «активной» защиты заключается в том, что в то время, когда драйвер подает и удерживает на затворе запирающее напряжение, цепи «активной» защиты пытаются, наоборот, подать отпирающее напряжение. Если нет затворного резистора или он очень мал (не больше 1 Ом), то это можно сделать, только выводя нижний ключ оконечного каскада драйвера из состояния насыщения. И хотя данный режим длится не так уж и долго, при хроническом срабатывании защиты выходной каскад драйвера может перегреться и сгореть. Потому, в отличие от всех прочих методов, которые могут работать на каждом выключении, данный способ все-таки лучше использовать как «пожарный», особенно если мощность драйвера невелика.

Характерной ошибкой при разработке «активной» защиты является неправильный выбор токоограничивающего резистора. Например, ставится резистор 50 Ом в драйвере с выходным импульсным током 25 А при напряжении +15/–10 В. Считаем: выходное сопротивление драйвера 25 В/25 А = 1 Ом, получаем делитель с –10 В на напряжение защиты в соотношении 1 к 50 Ом. Чтобы открыть транзистор, нужно 4 В, следовательно, необходимо поднять напряжение на 14 В в средней точке делителя 1/50, то есть необходимо плюс еще 700 В к напряжению пробоя ограничителей цепи защиты. Скорее всего, такая защита работать не будет. Поэтому токоограничивающий резистор должен рассчитываться, и исходя из этого должна делаться поправка на напряжение ограничения. Впрочем, как правило, ставят резисторы номиналом в несколько ом, тогда и драйвер особо не перегружается, и транзистор отпирается почти там, где надо.

Как было показано, разновидностей схемных решений для реализации защиты от перенапряжения существует довольно много. Самым эффективным можно считать сочетание вышеуказанных способов. Основной принцип борьбы с перенапряжением сводится к тому, чтобы снизить dU/dt и далее «обрезать» напряжение на приемлемом уровне. Если поставить только ограничитель, он не успеет сработать; если к нему поставить снаббер, но оставить быстрое выключение транзистора, то по причине паразитных составляющих он может не успеть затянуть скорость нарастания напряжения, а значит, нужно плавное выключение транзистора. Таким образом, плавное выключение делает скорость нарастания напряжения приемлемой для того, чтобы успел отработать снаббер; снаббер заваливает выключение, а ограничитель через какое-то время его обрезает. Это, конечно, в идеале; на практике не всегда возможно все это реализовать, к тому же борьба с перенапряжением — это всегда увеличение динамических потерь, что тоже требует компромисса. Но, тем не менее, победить перенапряжение можно: из практики известно, что транзисторный модуль трехфазного инвертора может «безбоязненно» осуществлять всего за несколько сотен миллисекунд реверс с полного хода вентильного двигателя мощностью до 7 кВт при напряжении питания 500 В при работе на очень высокоинерционный винт, а это что-нибудь да значит.